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1.
INTRODUZIONE
La
scelta di un progetto di ricetrasmettitore per packet ad alta
velocità non è banale. È meglio usare un apparentemente più
semplice ricetrasmettitore FM od optare per un più sofisticato
PSK?.
Entrambe le scelte presentano vantaggi e svantaggi ed
attualmente è difficile prevedere quale delle due risulterà
migliore.
Comunque, aumentando la velocità di trasmissione, sia la
larghezza di banda del segnale che la massima copertura devono
essere tenute in considerazione.
Aumentando la velocità dei dati oltre i 100 kbit/s circa, la
larghezza di banda del segnale risultante è accettabile solo a
frequenze nelle gamme delle microonde.
La potenza ottenibile da un trasmettitore in microonde è
limitata e molto costosa. Perciò la massima distanza copribile
diventa una limitazione anche per collegamenti packet radio
terrestri in portata ottica. Un ricetrasmettitore PSK con
demodulazione coerente offre una copertura che è tra 5 e 15 dB
maggiore ed una larghezza di banda che è meno della metà
rispetto a quella di un ricetrasmettitore FM.
Nel packet radio il problema principale di un ricetrasmettitore
PSK è l'acquisizione iniziale del segnale in ricezione.
Quest'ultima è funzione dell'incertezza della frequenza della
portante. In un semplice sistema PSK bifase (BPSK) con una
modulazione di 0/180 gradi, l'acquisizione iniziale del segnale
richiede un complicato anello di ricerca se l'errore di
frequenza supera il 10% del bit rate. Un PSK quadrifase (QPSK)
consente di ottenere un ulteriore dimezzamento della larghezza
di banda del segnale, per contro si ha un progetto molto più
complicato per il demodulatore e un'ancora più critica
acquisizione del segnale iniziale.
Perciò il PSK diventa semplice ad alte velocità di
trasmissione dati. D'altro canto, l'acquisizione di segnali
provenienti da satelliti packet radio amatoriali in orbita
bassa, che trasmettono in PSK a soli 1200 bit/s, è molto
difficoltosa. Questo sfortunato progetto di un sistema PSK ha
fatto sì che i radioamatori pensassero che il PSK non era
adatto per il packet radio, rappresentando solo una inutile
complicazione a velocità di trasmissione limitate come 1200
bit/s.
In questarticolo sarà descritto un efficiente progetto di
ricetrasmettitore BPSK sulla banda amatoriale dei 13cm. In tale
banda, la somma delle incertezze delle frequenze di ricezione e
di trasmissione è 10 kHz se si usano oscillatori a quarzo di
alta qualità compensati in temperatura. Un valore più
realistico è intorno ai 100 kHz di errore di frequenza, che
richiede una velocità MINIMA di trasmissione dati di 1Mbit/s!
Con le limitazioni sopra descritte una scelta ragionevole è
rappresentata dall'utilizzo di una velocità di 1.2288Mbit/s per
il packet radio. Questo valore può essere facilmente ottenuto
con i quarzi usati per i baud rate standard, essendo il 32esimo
multiplo di 38.4 kbit/s o il 1024 esimo di 1200bit/s. Ovviamente
il ricetrasmettitore descritto può essere usato anche per altri
tipi di trasmissioni dati digitali che richiedono velocità
dell'ordine dei Mbit/s, come per esempio la trasmissione di
segnali televisivi digitali compressi.
2.
PROGETTO DEL RICETRASMETTITORE PSK IN 13 CM.
Dato
che la sopra citata modulazione PSK è relativamente sconosciuta
alla maggior parte dei radioamatori, discuteremo per prima cosa
lo schema a blocchi del progetto del ricetrasmettitore PSK in 13
cm. Lo stesso tipo di modulazione PSK, cioè BPSK 0/180 gradi,
permette varie filosofie di progetto del ricetrasmettitore. Per
esempio, un segnale PSK può essere generato ad una frequenza IF
e poi convertito alla frequenza finale del trasmettitore. Un
segnale PSK può anche essere generato direttamente alla
frequenza finale e persino dopo l'amplificatore di potenza del
trasmettitore. Infine, un segnale PSK può anche essere fatto
passare attraverso degli stadi moltiplicatori di frequenza ma in
questo caso non si dovrebbe dimenticare che gli angoli di fase
della modulazione PSK saranno moltiplicati esattamente per lo
stesso fattore della frequenza della portante.
Un demodulatore PSK può essere coerente o non coerente. Un
demodulatore PSK coerente offre una copertura più ampia ma
richiede una ricostruzione locale della portante. Un segnale PSK
è demodulato coerentemente attraverso una moltiplicazione con
la portante ricostruita localmente in un mixer bilanciato. La
ricostruzione della portante richiede una elaborazione non
lineare del segnale PSK (nel caso della modulazione BPSK questa
potrebbe consistere in un duplicatore di frequenza) ed un filtro
passabanda a banda stretta (solitamente realizzato sotto forma
di un PLL).
Un segnale PSK può essere demodulato ad una opportuna frequenza
intermedia oppure direttamente alla frequenza di ricezione. Un
ricevitore PSK può essere progettato sotto forma di un
ricevitore a conversione diretta, proprio come un ricevitore SSB.
La ricostruzione della portante può essere realizzata con un
anello quadratore (un duplicatore di frequenza) o tramite un
anello di Costas. Proprio come accade nei demodulatori SSB,
tutti i demodulatori PSK sono molto sensibili alle piccole
imprecisioni della frequenza portante.
Lo schema a blocchi del ricetrasmettitore PSK in 13 cm è
mostrato in Figura 1.
Il trasmettitore comprende un oscillatore a quarzo seguito da
una catena di moltiplicazione. Il modulatore PSK mixer
bilanciato opera alla frequenza finale del trasmettitore e
genera il segnale desiderato, direttamente.
Gli attuali dispositivi a semiconduttore permettono di ottenere
un elevato guadagno per ogni stadio. Il mixer è seguito da due
soli stadi amplificatori a 2.36 GHz per ottenere una potenza in
microonde di 0,5 W.
Il ricevitore impiega una doppia conversione verso il basso,
alle frequenze intermedie di, rispettivamente, 75 e 10 MHz. Il
demodulatore PSK coerente a 10 MHz è un PLL con anello
quadratore. Benché i circuiti del trasmettitore e del
ricevitore siano quasi completamente indipendenti, il ricevitore
PSK in 13 cm è pensato per operare secondo lo standard simplex
CSMA (Carrier Sense Multiple Access, cioè accesso multiplo a
rivelazione di portante) come avviene di solito nel packet
radio. Perciò il ricetrasmettitore comprende anche un
commutatore d'antenna a diodi PIN e tutto il resto della
commutazione ricezione/trasmissione è anch'essa completamente
elettronica. Il ritardo di commutazione ricezione/trasmissione
è dell'ordine di 2 ms ed è principalmente dovuto al tempo di
innesco dell'oscillatore a quarzo del trasmettitore.
3.
ECCITATORE 590 MHz / +10dBm
Lo
schema elettrico dell'eccitatore del trasmettitore è mostrato
in Figura 2.
L'eccitatore comprende un oscillatore a quarzo che lavora ad una
frequenza di circa 18.4 MHz seguito da una catena di
moltiplicatori.
L'eccitatore comprende stadi di moltiplicazione in grado di
raggiungere i 590 MHz. Questi sono seguiti da ulteriori
moltiplicatori situati nel modulo successivo, il modulatore PSK,
principalmente per motivi di differente tecnologia costruttiva.
L'uso di un sintetizzatore PLL nell'eccitatore è sconsigliato,
dal momento che è risultato difficile separare il modulatore
PSK in modo tale da non alterare la frequenza del VCO.
L'oscillatore usa un quarzo fatto risuonare alla sua frequenza
fondamentale dato che le risonanze fondamentali hanno un Q più
basso delle risonanze alle armoniche superiori. Il tempo
d'innesco dell'oscillatore a quarzo del trasmettitore può in
questo modo essere ridotto.
L'oscillatore del trasmettitore è spento durante la ricezione
dato che la sua quarta armonica potrebbe disturbare la prima IF
a 75 MHz. Per raggiungere i 2360 MHz un quarzo da computer da
18.432 MHz può essere tarato alla frequenza desiderata per
mezzo di un trimmer capacitivo posto in serie. Usando quarzi
differenti per altre frequenze può essere necessario sostituire
il trimmer capacitivo con un'induttanza L1.
Il transistor dell'oscillatore è usato anche come primo
moltiplicatore, dato che il circuito di uscita (L2 e L3) è
tarato sulla quarta armonica della frequenza dell'oscillatore.
Tre duplicatori di frequenza addizionali sono necessari per
ottenere circa 10 mW a 590 MHz. Il primo stadio moltiplicatore
usa gli induttori L4 e L5 realizzati con avvolgimento in aria e
senza bisogno di supporto, mentre i restanti due stadi
utilizzano gli induttori stampati L6, L7, L8 e L9. La tensione
di alimentazione dell'oscillatore e del primo stadio
moltiplicatore è stabilizzata da un diodo zener da 8,2 V.
L'eccitatore è costruito su un circuito stampato a singola
faccia delle dimensioni di 40x120 mm, come mostrato in Figura
3.
Il circuito stampato è costruito con un laminato di fibra di
vetro epossidica dello spessore di 0,8 mm allo scopo di
accorciare i terminali dei componenti riducendo così le
induttanze parassite. La disposizione dei componenti del TX
eccitatore è mostrata in Figura
4.
L2 ed L3 hanno un'induttanza di 150 nH ciascuna, equivalenti a 4
spire di filo di rame smaltato da 0,25 mm. Esse sono avvolte su
supporti per MF TV a 36 MHz con una vite regolabile in ferrite,
cappuccio in plastica ed una schermatura quadrata da 10 mm di
lato. L4 ed L5 sono induttori senza supporto costituiti da 4
spire ciascuno di filo di rame smaltato da 1 mm di diametro
avvolte su un diametro interno di 4 mm. Infine L6, L7, L8 ed L9
sono incise sul circuito stampato.
Il TX eccitatore è semplicemente tarato per ottenere la massima
potenza d'uscita. I singoli stadi sono tarati per ottenere la
minima tensione continua sulla base dei transistor dello stadio
successivo. Ovviamente la tensione di base deve essere misurata
tramite un impedenza di blocco RF. La tensione di base può
diventare negativa ma non deve eccedere il valore di 1V.
L'oscillatore, infine, è tarato alla frequenza desiderata
tramite il trimmer capacitivo corrispondente (oppure L1).
4.
MODULATORE PSK A 2360 MHz
Lo
schema del modulatore PSK a 2360 MHz è mostrato in Figura
5.
Fatta eccezione per il modulatore (mixer bilanciato) in se
stesso, questo modulo comprende l'ultimo stadio duplicatore di
frequenza, filtri passabanda a 590, 1180 e 2360 MHz ed uno
stadio amplificatore per portare il livello del segnale di
uscita a circa 15 mW. Tutti i filtri e gli altri componenti
selettivi in frequenza sono realizzate sotto forma di risonatori
microstrip ottenuti su una lamina di fibra di vetro epossidica
FR4 dello spessore di 1,6 mm.
Il risonatore d'ingresso (L1) si comporta come un circuito
aperto per la frequenza d'ingresso (590 MHz) e come un
cortocircuito per la frequenza di uscita (1180 MHz) dello stadio
moltiplicatore di frequenza. In questo modo lo stadio
moltiplicatore risulta meno sensibile all'esatta lunghezza del
cavo ed all'impedenza d'uscita dell'eccitatore. Il filtro
passabanda in uscita (L3, L4, L5, e L6) non deve solo eliminare
la frequenza d'ingresso (590 MHz) ma anche la sua quarta
armonica (2360 MHz) che potrebbe disturbare la simmetria del
mixer bilanciato dando luogo ad una modulazione PSK non
simmetrica e, perciò, distorta.
Come modulatore PSK viene utilizzato un mixer armonico con diodi
in antiparallelo, poiché questo tipo di circuito consente di
ottenere una ragionevole attenuazione della portante
indesiderata (25 dB) senza alcuna particolare taratura e senza
la necessità di utilizzare strumenti costosi come un
analizzatore di spettro. Il mixer armonico utilizza un quadruplo
diodo schottky BAT 14-099R dato che quattro diodi consentono di
ottenere un livello più alto del segnale di uscita rispetto a
due soli diodi in antiparallelo.
Il mixer è seguito da un filtro passabanda centrato sui 2360
MHz (L11, L12, L13, ed L14) usato per rimuovere il segnale
pilota a 1180 MHz ed altri segnali prodotti dalla miscelazione e
lontani dalla banda di frequenza dei 13 cm. Il segnale PSK a
2360 MHz così generato non richiede, di per sé, di essere
filtrato ulteriormente. Dal momento che il livello del segnale a
2360 MHz è basso, circa 0,3 mW, uno stadio amplificatore a GaAs
FET (CFY30) è utilizzato per portare il segnale a circa 15 mW.
Il modulatore PSK è costruito su uno stampato a doppia faccia
delle dimensioni di 40x120 mm. Viene montata solo la faccia
superiore del circuito stampato Figura
6 visto che la faccia inferiore funge solo da piano
di massa per le microstrisce e non è incisa.
Il circuito stampato è realizzato con laminato di fibra di
vetro epossidica (FR4) dello spessore di 1,6 mm, sebbene questo
materiale presenti non trascurabili perdite in RF ed a 2,36 GHz
in particolare.
La disposizione dei componenti del modulatore PSK è mostrata in
Figura 7 per
entrambe le facce del circuito stampato.
Benché la maggior parte delle linee di trasmissione sia incisa
sul circuito stampato, L2, L9 e L15 sono impedenze in quarto
d'onda avvolte in aria. L2 è un'impedenza di blocco in quarto
d'onda per i 1180 MHz, L15 è un'impedenza di blocco in quarto
d'onda per i 2360 MHz mentre L9 dovrebbe essere un'impedenza di
blocco in quarto d'onda all'incirca posta all'incirca a metà
strada (1700 MHz circa) fra le precedenti, dato che deve essere
efficace per entrambe le frequenze.
Il modulatore PSK descritto può essere semplicemente tarato in
modo da ottenere la massima potenza d'uscita.
Oltre al segnale dell'eccitatore a 590 MHz, è necessario anche
un segnale modulante digitale. Quest'ultimo può essere un'onda
quadra di frequenza opportuna o, ancor meglio, il vero e proprio
segnale digitale del packet radio. Senza alcuna taratura il
modulatore PSK è comunque in grado di fornire una potenza
d'uscita di alcuni mW. Dopo l'allineamento dei risonatori a
microstriscia è necessario controllare il livello segnale di
modulazione per trovare la miglior condizione di funzionamento
per il mixer armonico.
5.
FRONT-END RF A 2360 MHz
Lo
schema del circuito del front-end RF a 2360 MHz è mostrato in Figura
8.
Il front-end RF comprende l'amplificatore di potenza del
trasmettitore, il preamplificatore a basso rumore del ricevitore
e il commutatore d'antenna a diodi PIN.
Il front-end RF è l'unico modulo che comprende circuiti a
microstrisce, realizzate su laminato di fibra di vetro misto
teflon a basso coefficiente di perdita e dello spessore di 0,8
mm, con una costante elettrica di 2,5.
Il circuito del front-end RF è semplificato utilizzando
dispositivi a semiconduttore SMD, originariamente sviluppati per
l'uso nella telefonia cellulare. L'amplificatore di potenza del
trasmettitore usa un solo transistor GaAs modello CLY2 che
fornisce un guadagno di 15 dB e più di 500 mW di potenza
d'uscita. Solo qualche anno fa, per realizzare un circuito con
queste caratteristiche, sarebbero stati necessari tre o quattro
transistor bipolari a giunzione. Il CLY2 è un GaAs-FET di
potenza a bassa tensione che lavora ad una tensione di drain di
soli 4,5 V generando contemporaneamente la propria tensione di
polarizzazione negativa di gate raddrizzando il segnale RF di
ingresso.
Il commutatore d'antenna utilizza due diodi differenti:
BAR63-03W e BAR80. I chip di questi due diodi sono molto simili
ma c'è una importante differenza nel contenitore. Il BAR63-03W
è racchiuso in un normale contenitore da diodo per microonde di
tipo SMD con una bassa capacità parassita ed è usato come
interruttore in serie. Il BAR80, invece, è realizzato in un
contenitore a bassa induttanza parassita ed è usato come
interruttore in parallelo. Entrambi i diodi sono in conduzione
durante la trasmissione. La linea in quarto d'onda L7 trasforma
il cortocircuito del BAR80 in un circuito aperto per il
trasmettitore.
Il front-end RF comprende anche un preamplificatore di ricezione
a basso rumore per aumentare la sensibilità e la reiezione
d'immagine del ricevitore. Il preamplificatore a basso rumore
utilizza un transistor CFY 35 seguito da un filtro passabanda.
Il preamplificatore fornisce un guadagno di 11 dB circa incluse
le perdite del commutatore d'antenna e del filtro d'uscita. Il
filtro passabanda è necessario per attenuare la risposta alla
frequenza immagine attorno ai 2210 MHz.
Il front-end RF è realizzato su un circuito stampato a doppia
faccia di teflon delle dimensioni di 40x80 mm. La faccia
superiore è mostrata in Figura
9, la faccia inferiore non è incisa in quanto
costituisce solo il piano di massa delle microstrisce. Il
circuito stampato è in fibra di vetro misto teflon laminato
dello spessore di 0,8 mm, con una costante dielettrica di 2,5.La
disposizione dei componenti del front-end RF è mostrata in Figura
10 per entrambe le facce. Oltre alle linee stampate
in microstriscia ci sono tre trappole in quarto d'onda per i
2360 MHz avvolte in aria: L3, L5 e L8.
Nel montaggio del front-end RF il punto critico è rappresentato
dalla corretta connessione a massa degli integrati per microonde
CLY2, BAR80 e CFY35. Il CLY2 e il BAR80 sono messi a massa
tramite gocce di stagno poste nei fori indicati sul circuito
stampato ed aventi diametro di 2 mm. Sul piano di massa questi
fori sono coperti da piccole parti di foglio di rame non inciso
che in questo modo funge anche da dissipatore per i suddetti
componenti. IL CFY35, a differenza degli altri due integrati, è
collegato a massa tramite due condensatori senza terminali posti
nei fori da 5,5 mm di diametro ed evidenziati sul circuito
stampato. I condensatori sono collegati al piano di massa
direttamente per contatto attraverso il foro. Infine L6 è
collegato a massa tramite una striscia di rame della larghezza
di 2,5 mm inserita in una scanalatura appositamente predisposta
nel supporto del circuito stampato.
L'amplificatore di potenza del trasmettitore è tarato
semplicemente per la massima potenza d'uscita aggiungendo una
capacità (un pezzetto di foglio di rame) a L1.Piccole strisce
di rame possono essere aggiunte anche in altri punti del
circuito, ma la loro efficacia è molto scarsa se paragonata
all'effetto di L1.Se la potenza di uscita specificata non viene
raggiunta, occorre rivedere la lunghezza del cavo che collega il
modulatore PSK al front-end RF.
Il preamplificatore di ricezione è anch'esso tarato in modo da
fornire il massimo guadagno ma, in questo caso, è molto più
importante far si che il filtro passabanda sia sintonizzato
sulla corretta frequenza. Questa viene regolata con L11, mentre
L10 varia solamente l'adattamento d'impedenza d'uscita
dell'integrato CFY35.Prima di effettuare qualsiasi taratura RF
è necessario fissare il punto di lavoro in continua del CFY35
scegliendo opportunamente il valore della resistenza di
polarizzazione del source in modo da ottenere una Vds di 3-4 V.
6.
CONVERTITORE DI RICEZIONE E OSCILLATORE LOCALE A PLL
Per
ridurre il numero di moltiplicatori di frequenza necessari, il
convertitore di ricezione utilizza un sintetizzatore di
frequenza a PLL in microonde.
Il convertitore è realizzato come due moduli separati in modo
tale che la parte digitale non disturbi la parte analogica per
il trattamento del piccolo segnale. Ovviamente ciascuno dei due
moduli è schermato separatamente. Il convertitore descritto
deriva direttamente dal convertitore SSB a 2400 MHz pubblicato
in [1].Lo schema elettrico della parte analogica del circuito è
mostrato in Figura 11.
La parte analogica comprende il secondo stadio amplificatore RF,
il mixer subarmonico, il VCO comprendente anche uno stadio
buffer e il primo stadio amplificatore IF a 75 MHz. Il circuito
analogico è realizzato sotto forma di microstrisce su un
laminato in fibra di vetro epossidica dello spessore di 1,6 mm.
La funzione principale del secondo amplificatore RF è quella di
coprire la figura di rumore del mixer armonico. Il secondo
amplificatore RF è seguito da un altro filtro passabanda (l3,
L4, L5 ed L6), ma sfortunatamente, a causa delle elevate perdite
del substrato, questo filtro non è in grado di fornire una
reiezione significativa della frequenza immagine a 2210 MHz. La
sua funzione principale diventa pertanto quella di mantenere
lontane le interferenze come le subarmoniche e anche eventuali
segnali alla frequenza intermedia.
Il mixer armonico utilizza due diodi schottky in antiparallelo
ed è molto simile al modulatore PSK. Un mixer di questo tipo
richiede un oscillatore locale alla metà della frequenza di
conversione richiesta consentendo così una semplificazione non
indifferente della struttura del sintetizzatore PLL. Il segnale
IF risultante è amplificato immediatamente in modo da evitare
ogni ulteriore degradazione della già cattiva cifra di rumore.
Il VCO sfrutta un filtro passabanda a microstrisce (L13, L14 ed
L15) inserito nella rete di reazione per ottenere un basso
rumore di fase. La gamma di sintonizzazione del VCO è così
limitata a pochi percento della frequenza centrale. Il VCO è
seguito da uno stadio buffer e parte del segnale bufferizzato è
passato, sfruttando l'accoppiamento tra L10 ed L11, alla sezione
digitale del PLL. La sezione analogica del convertitore di
ricezione è costituita su un circuito stampato a doppia faccia
con dimensioni 40x120 mm. Solo la faccia superiore del circuito
stampato mostrata in Figura
12 è incisa mentre quella inferiore è utilizzata
come piano di massa.
Il circuito stampato è di laminato di fibra di vetro epossidica
FR4 dello spessore di 1,6 mm benché questo materiale abbia
perdite consistenti a 2,36 GHz. La dislocazione dei componenti
sul circuito stampato è mostrata in Figura
13 per entrambe le facce.
Sebbene la maggior parte delle linee di trasmissione siano
direttamente ricavate dall'incisione del circuito stampato, ci
sono due induttori tradizionali inseriti in questo modulo. L2 è
un anello di filo di rame argentato da 0.6 mm avvolta su un
diametro interno di 2 mm. L2 potrebbe richiedere delle
variazioni durante la taratura del ricetrasmettitore completo.
L8 è un'impedenza di blocco in quarto d'onda sintonizzata
attorno ai 1700 MHz per agire sia alla frequenza della RF che a
quella dell'oscillatore locale.
La maggior parte dei componenti attivi per RF (BFR90, BFR91 e
BB105) sono installati in fori particolari sul circuito stampato
del diametro di 6 mm. Questi fori vengono successivamente
chiusi, sul lato del piano di massa, saldando piccoli pezzi di
fogli di rame.
La stessa procedura di installazione deve essere utilizzata per
i due condensatori di bypass da 470 pF posti sul source del
transistor CFY30. Le corrispondenti resistenze di polarizzazione
di source sono regolate in modo da ottenere una Vds di 3-4 V.
La taratura della sezione analogica dovrebbe cominciare portando
il VCO nella gamma di frequenza desiderata variando L14. Questa
operazione risulta semplice se il PLL è già in funzione. L14,
di solito, deve essere leggermente allungata per ottenere, in
condizioni di aggancio, una tensione di controllo del PLL di 2,5
V. Successivamente si può passare a regolare L7 per ottenere il
massimo guadagno di conversione del mixer ed infine anche L4 ed
L5 potrebbero necessitare di qualche ritocco. L1 ed L2 devono
essere regolate in modo da adattare il front-end. Se il secondo
stadio RF (CFY30) autooscilla, è necessario accorciare l'anello
di L2.
Una soluzione alternativa consiste nel sostituire il GaAs-FET
CFY30 con un MMIC al silicio tipo INA-03184.Quest'ultimo ha una
cifra di rumore più elevata, ma offre un maggior guadagno e non
autooscilla. Se si ha l'INA-03184, L2 deve essere sostituita con
una capacità di 6,8 pF, la resistenza di polarizzazione di
uscita deve essere portata da 470 a 680 W e i condensatori di
bypass e le resistenze di polarizzazione sul source non sono più
necessarie, dato che i due piedini comuni dell'INA-03184 possono
essere direttamente collegati a massa.
Lo schema elettrico della parte PLL del convertitore in
ricezione è mostrato in Figura
14. Il PLL comprende un prescaler /64 (U664), un
oscillatore di riferimento a 8.9 MHz circa, due divisori
supplementari (HC393) ed un comparatore fase/frequenza (HC74 e
HC00). Il modulo PLL ha un proprio stabilizzatore di tensione
con 7805.
Il sopracitato PLL ha lo scopo di sostituire la catena di
moltiplicatori di frequenza. Perciò non contiene divisori a
modulo variabile. Il fattore di moltiplicazione e fissato a 128
(256 se si considera il mixer armonico) e la frequenza del
quarzo deve essere scelta in base al canale RF che si desidera
utilizzare. Nell'intervallo di frequenza intorno agli 8.9 MHz si
può utilizzare un quarzo CB sulla sua frequenza di risonanza
fondamentale.
A causa dell'ampia tolleranza dei quarzi CB sarà necessario
introdurre un condensatore variabile o un induttore L1 per
ottenere la frequenza desiderata. Per i 2360 MHz la scelta
migliore è un quarzo da 26.770 MHz (ricezione canale CB 22).
Il comparatore di fase/frequenza pilota una rete di uscita
charge-pump. Il corretto funzionamento di questo tipo di
comparatore è limitato alle basse frequenze, perciò, usando
porte della serie 74HC, la frequenza del VCO e quella del
segnale di riferimento devono essere divise fino a portarle a
2,2 MHz.
Nella rete charge-pump è necessario utilizzare diodi (schottky)
veloci BAT47 al fine di evitare il problema del backlash che
peggiora notevolmente il rumore di fase del sintetizzatore di
frequenza. Il PLL è costruito su un circuito stampato a singola
faccia con dimensioni 40x80 mm, come mostrato in Figura
15.
Il circuito stampato è costituito con laminato di fibra di
vetro epossidica dello spessore di 0,8 mm. La corrispondente
disposizione dei componenti è mostrata in Figura
16. L'unico componente posto sotto il circuito
stampato è l'impedenza di blocco da 1 mH sull'uscita.
L'unica taratura di cui necessita il PLL consiste nel portare
l'oscillatore alla frequenza desiderata. Il test point del PLL
non viene portato fuori dalla schermatura dato che è necessario
accedervi soltanto in fase di taratura del PLL.
7.
CATENA IF 75 MHz / 10 MHz
Lo
schema elettrico della catena IF del ricevitore è illustrato in
Figura 17.
La catena IF del ricevitore comprende il secondo stadio
amplificatore a 75 MHz (BF981), il secondo mixer a 10 MHz (un
altro BF 981) con il suo oscillatore a quarzo (BFX89) e
l'amplificatore limitatore IF a 10 MHz (CA3189). Per ricevere
correttamente il segnale BPSK a 1,2 Mbit/s è richiesta una
banda passante di circa 2 MHz. La maggior parte della selettività
del ricevitore è ottenuta a 75 MHz, principalmente dai due
circuiti accordati con L2 ed L3. Il contributo dei circuiti
accordati con L1 a 75 MHz e L5 a 10 MHz è minore dato che la
loro principale funzione è l'attenuazione delle spurie presenti
nella risposta in frequenza.
Il guadagno complessivo alle IF è persino troppo elevato, anche
se questo non causa comunque problemi di instabilità. Il
guadagno IF può essere ridotto sostituendo entrambi i BF981 con
dei mosfet più vecchi tipo BF960. Il secondo oscillatore di
conversione utilizza un quarzo a 65 MHz in quinta armonica. L4
ha pertanto lo scopo di impedire al quarzo di oscillare alla sua
frequenza fondamentale di 13 MHz oppure alla frequenza
corrispondente alla terza armonica (39 MHz).
Il circuito integrato CA3189 comprende una catena di stadi
amplificatori con elevato guadagno a 10 MHz. Nel circuito di cui
stiamo parlando il CA 3189 funziona come limitatore visto che
una limitazione non distorce il segnale PSK. Nonostante il
guadagno del CA3189 diminuisca rapidamente al crescere della
frequenza, è necessario evitare di sovraccaricare l'ingresso di
questo circuito integrato con il segnale dell'oscillatore locale
a 65 MHz e, a questo scopo, viene introdotto un filtro
passabasso costruito attorno a L5. Il CA3189 fornisce anche
un'uscita per un S-meter con risposta logaritmica che può
risultare molto utile durante la fase di taratura del
ricevitore.
La catena IF del ricevitore è realizzata su un circuito
stampato a singola faccia delle dimensioni di 40x120 mm, come
mostrato in Figura 18.
Il lato componenti corrispondente, invece, è mostrato in Figura
19. L1, L2, L3 ed L4 sono tutti induttori da circa
400 nH e sono realizzati con 5 spire di filo di rame smaltato da
0,15 mm di diametro. Tutte sono avvolte su supporti per uso IF
TV a 36 MHz con una vite centrale regolabile in ferrite e una
schermatura metallica 10x10 mm. L5 ha un induttanza di circa 15
mH corrispondente a 25 spire del solito filo di rame smaltato da
0,15 mm. L5 è realizzata utilizzando il supporto di un
trasformatore IF a 10,7 MHz con corpo centrale in ferrite, il
tutto circondato da una schermatura quadrata di 10x10 mm.
La taratura della catena IF deve iniziare dalla verifica
dell'oscillatore a quarzo che deve fornire i 65 MHz sulla sua
quinta armonica, variando, se necessario, L4 per ottenere le
correzioni necessarie. Tutti gli altri circuiti accordati (L1,
L2, L3, e L5) devono semplicemente essere regolati per ottenere
il massimo guadagno. Dato che questi stessi circuiti determinano
la selettività del ricevitore, la taratura deve essere fatta
utilizzando un segnale a 75 MHz avente le caratteristiche adatte
ed ottenibile da un generatore di funzioni oppure da un grid-dip
meter. Il rumore termico e le altre sorgenti di rumore del
ricevitore non sono adatte a questo scopo.
8.
DEMODULATORE PSK A 10 MHz, 1,2 Mbit/s
Tenendo
presente che stiamo descrivendo un ricetrasmettitore PSK a dei
radioamatori, possiamo affermare che sicuramente il circuito che
risulta meno convenzionale è il demodulatore PSK. Ci sono
diverse possibili soluzioni tecniche per la realizzazione di un
demodulatore BPSK. Lo schema elettrico di Figura
20 è probabilmente il più semplice per un
demodulatore BPSK di tipo coerente.
Il suo principio di funzionamento si basa interamente
sull'adozione di un anello quadratore per il recupero della
portante seguito da un filtro a PLL e da un mixer. In altre
parti del circuito vengono usate delle porte EXOR per realizzare
le funzioni di elevazione al quadrato e di missaggio. Il segnale
IF di ingresso a 10 MHz è per prima cosa innalzato a livello
TTL con un emitter follower (2N2369) seguito da una delle porte
del 74HC86 (pin 1, 2 e 3). Successivamente il segnale IF è
moltiplicato per il suo duplicato ritardato nel tempo
(elevazione al quadrato o generazione della seconda armonica) in
un'altra porta EXOR (pin 4,5 e 6). Il ritardo è ottenuto
semplicemente con l'introduzione di una rete RC. All'uscita di
questo circuito, pin 6 o test point 1, si ottiene una portante
al doppio della frequenza IF dato che la modulazione BPSK è
eliminata dall'operazione di duplicazione di frequenza.
Quest'ultima trasforma lo spostamento di fase di 180° in uno di
360° o, in altre parole, la modulazione 0/180 viene
completamente rimossa. Il segnale che si può ricavare sul test
point 1 contiene una forte componente spettrale in prossimità
del doppio della frequenza portante, attorno ai 20 MHz, ma anche
molte spurie risultanti dal mixer e molto rumore. La componente
desiderata, attorno a 20 MHz viene "pulita" dal filtro
passabanda PLL, dato che lo shift di fase tra ingresso e uscita
in un PLL è fissata in modo preciso. Un mixer è usato come
comparatore di fase, in pratica un'altra porta EXOR (pin 8, 9 e
10) svolge questa funzione. Il VCO lavora a 40 MHz in modo che
sia possibile ottenere unonda quadra perfetta, a 20 MHz, con
un semplice divisore per due (metà 74F74).
La portante BPSK rigenerata viene ottenuta con un'ulteriore
divisione per due (l'altra metà del 74F74). La demodulazione
BPSK è infine realizzata dall'ultima porta EXOR rimasta
disponibile (pin 11, 12, e 13 del 74HC 86). A causa della
divisione per due, la fase della portante rigenerata è incerta,
0 o 180 gradi. Come conseguenza, la polarità dei dati
demodulati è anch'essa ambigua e questa ambiguità non può
essere eliminata in un sistema BPSK indipendentemente dal tipo
di demodulatore utilizzato.
Fortunatamente nel packet solitamente si usa una codifica NRZI
(differenziale), dove le transizioni da un livello all'altro
rappresentano lo 0 logico, mentre un livello costante
rappresenta il livello 1. La polarità del segnale è perciò
irrilevante e il summenzionato inconveniente della modulazione
0/180 BPSK non rappresenta una limitazione in un collegamento
packet. Tuttavia, l'ambiguità nella polarità deve essere
tenuta in conto quando si progettano data scrambler e/o
randomizer per l'elaborazione dei segnali NRZI.
Il demodulatore PSK è seguito da un amplificatore (74HC04) per
portare il segnale demodulato ai livelli TTL ed eventualmente
poter pilotare un cavo da 75 W per il collegamento ad una unità
di bit/sync. Il ricevitore PSK ha perciò solamente un'uscita
digitale, non ci sono uscite per altoparlanti o cuffie.
Il demodulatore PSK è costruito su un circuito stampato a
singola faccia delle dimensioni di 40x120 mm come mostrato in Figura
21. La corrispondente disposizione dei componenti
è mostrata in Figura 22.
I componenti del VCO devono essere attentamente selezionati per
evitare derive di frequenza. I condensatori del VCO devono
essere ceramici del tipo NPO, oppure del tipo stiroflex, con
basso coefficiente di temperatura. L'induttore L1 del VCO ha
un'induttanza di 400 nH corrispondenti a 6 spire di filo in rame
smaltato, del diametro di 0,15 mm, avvolte su un supporto da 36
MHz (IF TV) con una vite centrale di ferrite regolabile,
cappucci in plastica e una schermatura quadrata di 10 mm di
lato.
La taratura del demodulatore PSK dovrebbe iniziare con la
regolazione del ritardo del segnale d'ingresso del duplicatore
di frequenza. Un voltmetro per continua va collegato al test
point 1 tramite una impedenza di blocco RF. Il trimmer
capacitivo sul pin 5 del 74HC86 deve essere regolato in modo da
ottenere un valore medio (componente DC del segnale) di 2,5 V al
test point 1 in presenza di un segnale d'ingresso: sia esso
rumore del ricevitore o un effettivo segnale PSK.
Successivamente si effettua una regolazione grossolana di L1 per
portare il VCO a 40 MHz in assenza di segnale. Poi si applica un
segnale PSK e si misura la componente continua del segnale al
test point 2 attraverso un'impedenza di blocco RF. Quando il PLL
è agganciato, il valore medio del segnale misurato al test
point 2 deve seguire anche i più piccoli spostamenti del nucleo
di L1. Il nucleo di L1 è infine regolato per ottenere 2,5 V di
valore medio a PLL agganciato. In altre parole, la componente
continua del segnale in uscita non deve cambiare quando il
segnale d'ingresso viene rimosso e resta solo il rumore.
Infine si deve procedere alla regolazione della fase della
portante ricostruita. Collegare un oscilloscopio, tramite
un'impedenza di blocco RF, al test point 3 in presenza di un
segnale PSK. Il trimmer capacitivo sul pin 13 del 74HC86 deve
essere regolato per ottenere la massima ampiezza del segnale
demodulato. In alternativa si può collegare un voltmetro per
continua al test point 3 pilotando il demodulatore PSK con una
portante non modulata. In questo caso il trimmer capacitivo sul
pin 13 può essere regolato per ottenere il massimo oppure il
minimo valore di continua a seconda di come il PLL aggancia il
segnale (ambiguità di fase !).
9.
INTERFACCIA COMMUTATORE DI ALIMENTAZIONE
Lo
schema elettrico del commutatore di alimentazione e di alcuni
altri circuiti di interfacciamento sono mostrati in Figura
23.
La maggior parte dei circuiti che costituiscono il ricevitore
ricevono una tensione di alimentazione continua pari a 12 V. Il
commutatore di alimentazione non fa nient'altro che
"accendere" i circuiti del trasmettitore (+12VTX) e
allo stesso tempo toglie la tensione di alimentazione al
preamplificatore RF del ricevitore (+12VRX). La commutazione
descritta e ottenuta da degli inverter CMOS (4049 UB). L'elevata
corrente di drain del trasmettitore richiede un transistor PNP
addizionale del tipo BD138.
La commutazione Rx/Tx è pilotata dalla linea PTT. Proprio come
in altri tipi di ricetrasmettitore, l'ingresso del PTT è
definito come un interruttore che chiude verso massa durante la
trasmissione. Il commutatore d'antenna a diodi PIN è pilotato
dalla linea +12VTX e non richiede nessun altro segnale di
commutazione. Dato che maggior parte dei circuiti del ricevitore
rimangono attivi durante la trasmissione, la maggior parte di
questi (convertitore con il suo PLL, demodulatore PSK, ecc.)
possono essere testati con lo stesso segnale di trasmissione
presente come conseguenza dell'inevitabile accoppiamento tra
trasmettitore e ricevitore.
Il modulo di interfaccia del commutatore di alimentazione
include anche lo stadio pilota per il modulatore. L'ingresso TLL
comprende resistenze di terminazione per evitare che il cavo
abbia delle riflessioni, utili se si usa un cavo coassiale molto
lungo tra il ricetrasmettitore e la parte digitale del
dispositivo. Il segnale d'ingresso TTL è per prima cosa
amplificato da un 74HC125, seguito da un trimmer per la
regolazione del livello di modulazione e da un filtro
passa-basso comprendente l'induttore da 1 mH. Il livello di
modulazione viene regolato per avere la massima potenza di
trasmissione.
Il 74HC125 riceve l'alimentazione (+5V) anche durante la
ricezione e solo le uscite tri-state sono disabilitate durante
la ricezione. Le due resistenze da 1,8 KW mantengono il
condensatore al tantalio da 33 mF carico a 2,5 V in modo da
accelerare la velocità di commutazione RX/TX. La capacità da
33 mF al tantalio è l'unica alla quale corrisponda un
accoppiamento capacitivo, in tutto il circuito. Tutti gli altri
segnali sono accoppiati direttamente permettendo il passaggio
della componente continua del segnale digitale. Se il
ricetrasmettitore PSK descritto deve essere utilizzato senza
data scrambler o randomizer, la suddetta capacità deve essere
rimossa e il driver del modulatore deve essere riprogettato
modificando tutti i circuiti corrispondenti.
L'interfaccia del commutatore di alimentazione è realizzata su
un circuito stampato a singola faccia con dimensioni 30x80 mm,
come mostrato in Figura
24.
La corrispondente disposizione dei componenti è illustrata in Figura
25. Il circuito stampato è concepito per essere
installato dietro il pannello frontale del ricetrasmettitore e
su di esso vanno fissati i due LED di trasmissione e ricezione.
10.
MONTAGGIO DEL RICETRASMETTITORE IN 13 CM
La
costruzione di questo ricetrasmettitore PSK rappresenta
sicuramente una novità per la maggior parte dei radioamatori e
l'uso di frequenze nel campo delle microonde rende la cosa ancor
più difficile. Dato per scontato che il progetto dei vari
circuiti sia corretto, si deve tenere presente l'importanza del
montaggio e la sistemazione dei circuiti stampati. Per evitare
ogni possibile problema di accoppiamento o di schermatura, il
ricetrasmettitore in questione utilizza un gran numero di gabbie
di schermatura e di condensatori di disaccoppiamento.
Il ricetrasmettitore PSK è inserito in un contenitore di
alluminio fatto su misura di 320 (larghezza) x 175 (profondità)
x 32 (altezza) mm. La sistemazione al suo interno dei singoli
moduli e delle connessioni RF è mostrata in Figura
26. Il contenitore è costruito con due coperchi a
forma di "U" ricavati da un foglio di alluminio.
I pannelli frontale, inferiore e posteriore sono ricavati da un
foglio di alluminio più spesso (1 mm) mentre le altre parti
(coperchio e parti laterali) hanno uno spessore di 0,6 mm.
Il coperchio e le parti laterali eccedono leggermente in
profondità rispetto al pannello inferiore, sia nella parte
anteriore che in quella posteriore, di 7,5 mm per una profondità
complessiva di 190 mm. I singoli moduli del ricetrasmettitore
PSK sono tutti (fatta eccezione per l'interfaccia del
commutatore di alimentazione) racchiusi in schermature costruite
con fogli di ottone dello spessore di 0,5 mm. I circuiti
stampati sono tutti saldati ad unintelaiatura di ottone come
mostrato in Figura 27.
Un coperchio di ottone è infine collocato sull'intelaiatura per
completare la struttura delle singole schermature. Ciascun
modulo, così schermato, viene poi fissato al fondo del
contenitore di alluminio con quattro viti.
L'altezza scelta per il contenitore di alluminio è tale da far
sì che il coperchio in alluminio prema sui sette coperchi (uno
per ogni modulo) di ottone mantenendoli al loro posto. Per non
vanificare l'efficacia delle schermature dei singoli moduli, le
connessioni delle alimentazioni e della parte a bassa frequenza
avvengono per il tramite di condensatori di disaccoppiamento da
220pF saldati sul lato sottile delle strutture di ottone delle
schermature. Le connessioni per la RF sono realizzate con cavo
sottile in teflon di impedenza nominale 50 W (RG-188 o simile).
è estremamente importante che la calza del cavo coassiale sia
saldata in modo "impermeabile" al foglio di ottone
tutto attorno al conduttore centrale utilizzando un saldatore
adatto.
Le dimensioni e la forma delle schermature dei singoli moduli
sono tali da far sì che la frequenza di taglio del modo
fondamentale della guida d'onda sia ben oltre la frequenza di
funzionamento del ricetrasmettitore che si trova nella banda dei
13 cm. Le schermature descritte solitamente non richiedono alcun
soppressore di microonde o altri accorgimenti per evitare la
risonanza delle cavità corrispondenti.
Il ricetrasmettitore PSK descritto, probabilmente rappresenta
per molti autocostruttori il primo serio progetto che utilizza
componenti SMD. Sfortunatamente i componenti SMD non possono
essere evitati: alle alte frequenze è essenziale mantenere gli
effetti parassiti dei contenitori sufficientemente piccoli da
garantire un buon guadagno, una bassa cifra di rumore e una
sufficiente potenza di uscita. Il ricetrasmettitore PSK in 13 cm
qui presentato è stato progettato utilizzando componenti
Siemens destinati all'impiego nella telefonia cellulare. Dato
che questi dispositivi sono relativamente nuovi, i loro
contenitori e piedinature sono in Figura
28. Si può notare che, a causa di evidenti
limitazioni di spazio, la sigla incisa sui contenitori dei
componenti differisce dal loro stesso nome.
11.
INTERFACCIAMENTO DEL RICETRANS a 1.2 Mbit PSK
Le
interfacce per Packet radioamatoriali per velocità oltre i 100
Kbit/s non sono molto popolari. Una tra le più conosciute, lo
Zilog 85230 ESCC, include al suo interno un DPLL per il recupero
del clock che può operare fino a 250 Kbit/s.
Altri circuiti integrati come il vecchio Z80SIO o il Motorola
MC68302 usato nel TNC3 non includono nessun recupero del clock.
Oltre al recupero del clock, lo scrambler/descrambler e a volte
persino la codifica/decodifica NRZ/NRZI differenziale deve
essere fatta da circuiti esterni.
Il circuito riportato in Figura
29 è stato progettato appositamente per
interfacciare il ricetrans descritto in queste pagine con il
chip 85230 ESCC, cio nonostante è possibile interfacciarsi
anche con altri chip HDLC.
Il circuito contiene un DPLL ad interpolazione che richiede un
clock solo di 8 volte superiore il baud rate (9.8304 MHz), ma,
nonostante ciò, presenta la stessa risoluzione di un DPLL ad
una frequenza di 256 volte superiore al baud rate con un clock
di 315 MHz!
Lo scrambler/descrambler usa uno shift register a reazione
lineare con porte EXOR. Lo scrambler polinomiale e' il medesimo
utilizzato nei modem di K9NG/G3RUH:
1+ X12 + X17Per effetto della ridondanza nella stringa di dati
AX.25 (inserimento e cancellazione dello zero), un semplice
scrambler polinomiale è più che sufficiente per superare le
limitazioni dell'accoppiamento AC del ricetrans PSK descritto.
Il circuito dinterfaccia comprende anche dei driver di linea
a 75 Ohm e dei ricevitori di linea qualora il ricetrans PSK
fosse installato ad una certa distanza. In ogni caso, le
connessioni tra la porta ESCC e l'interfaccia devono essere
molto corte. L'interfaccia descritta è provvista di una sola
linea di CLOCK perché intesa per operazioni in simplex con il
ricetrans PSK descritto. Naturalmente il DPLL è disabilitato
durante la trasmissione, così il circuito pilota il
trasmettitore con un clock stabile. La polarità del segnale del
clock può essere selezionata con un jumper. Quando si usa
lingresso di clock RTXC/TRXC dello Zilog Z85230, questo
jumper va connesso a massa.
Il circuito sincronizzatore dei bit/scrambler è costruito su di
un PCB singola faccia rappresentato in Figura
30 e 31
Esso richiede solo una taratura, il livello del DCD il quale può
essere regolato solo alla fine quando è presente rumore
sull'input RXM.
12.
RISULTATI SPERIMENTALI
L'obiettivo
di progetto del ricetrasmettitore qui descritto era quello di
sviluppare un ricetrasmettitore per packet radio capace di
trasmettere dati alla velocità di 1Mbit/s, con una copertura
nello spazio libero, utilizzando antenne di dimensione limitata,
compresa fra i 500 e i 1000 km. Una simile apparecchiatura è
richiesta per realizzare, nel mondo reale, collegamenti packet
radio in portata ottica a distanze da 30 a 100 km con un singolo
ricetrasmettitore connesso a più di unantenna (per avere più
di un collegamento) e con ragionevoli margini di collegamento di
10-15 db per compensare gli effetti di propagazione del
collegamento.
I primi due ricetrasmettitori furono ultimati nell'aprile del
1995 e su di essi furono realizzate alcune misurazioni del
bit-error. Il merito va a Knut Brenndoerfer, DB8CA, che fornì
all'autore di questo articolo i componenti SMD per microonde più
aggiornati. Il primo collegamento packet fu installato nel
Giugno 1995 tra il nodo packet Super Vozelj GORICA:S55YNG e il
nodo sperimentale REFUT: S55DAY presso il QTH dell'autore.
Benché i due nodi distino solo 5,8 km, non c'è visibilità
ottica tra questi due luoghi. L'ostacolo (una collina) supera la
decima zona di Fresnel nella gamma dei 13 cm e la ricezione del
segnale TV UHF proveniente da un ripetitore installato nella
zona è impossibile a causa del deterioramento del segnale di
sincronismo orizzontale dovuto alle riflessioni. Ciò
nonostante, un collegamento packet a 1,2288 Mbit/s bidirezionale
è stato stabilito anche se in presenza di fading, utilizzando
il ricetrasmettitore PSK descritto nei paragrafi precedenti,
delle antenne con SBF di 16 db ed un'attenuazione introdotta dal
cavo di ben 5 db per ciascuno dei due lati del collegamento !
Il primo collegamento packet a 1,2288 Mbit/s completamente
operativo è stato installato allea fine del Luglio 1995 tra i
nodi packet Super Vozelj GORICA:S55YNG e KUK: S55YKK ad una
distanza di 22,1 km. Successivamente questo collegamento è
stato esteso al nodo IDRIJA:S55YID nell'Ottobre dello stesso
anno, raggiungendo così una distanza di 36,6 km da KUK:S55YKK.
Il margine misurato del collegamento YKK-YID è di 17dB, benché
ci siano due antenne SBF a KUK:S55YKK puntate in differenti
direzioni, ma connesse ad un solo ricetrasmettitore PSK in 13
cm. L'attenuazione dovuta ai cavi di collegamento è stimata in
circa 3dB per ciascun lato del collegamento.
Tutti questi collegamenti sperimentali usano i computer del nodo
Super Vozelj [2]. Il computer del nodo Super Vozelj è basato su
un processore MC68010 a 16 bit che offre sei interrupts a bassa
velocità in grado di arrivare fino a 76.8 Kbit/s nell'accesso
degli utenti (tre integrati Z8530 SCC) e due canali di DMA ad
alta velocità per interconnessioni a velocità intorno al
megabit (Z8530 SCC e MC 68450 DMA). L'interfaccia verso il
ricetrasmettitore PSK a 13 cm comprende un circuito di recupero
del bit-sync/clock esterno e un data scrambler/randomizer
polinomiale con funzione di trasferimento 1+x12+x17.
Attualmente sono stati costruiti sette prototipi del
ricetrasmettitore PSK e quattro sono tuttora in funzione presso
altrettanti ponti radio situati in posizioni strategiche (sulla
cima di altrettanti monti). Complessivamente questi quattro
ripetitori hanno lavorato per circa un anno ininterrottamente
senza avarie. Va comunque detto che questi ricetrasmettitori non
sono ancora stati verificati durante l'inverno, laddove si
abbiano ampie escursioni di temperatura verso il basso.
Concludendo, i ricetrasmettitori PSK in 13 cm descritti hanno
dimostrato che non solo il packet amatoriale a velocità
dell'ordine del megabit è possibile, ma costituisce anche una
buona alternativa. Usando dei ricetrasmettitori PSK più
sofisticati con una copertura più ampia, un solo
ricetrasmettitore PSK potrebbe essere connesso a più antenne,
sostituendo così i molti ricetrasmettitori FM a banda stretta
necessari per ottenere lo stesso numero di connessioni,
consentendo di realizzare una rete packet più semplice ed
economica. Ovviamente, il passo successivo a questo progetto è
quello di realizzare un ricetrasmettitore PSK più semplice, per
la comunità degli utenti, magari usando una demodulazione PSK a
conversione diretta.
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